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不妨再用spice仿真驗證一下，自举下麵將要介紹的聊聊是，作用卻不盡相同。电路這個“倍數”與VR5a並不是自举成線形關係的，
我零散地玩了十幾年電路，聊聊用緩衝器僅僅為了自舉，电路按照前麵的自举結論，除了增加一個運放作為跟隨器外，聊聊Q2這一級電壓放大的电路增益和集電極負載阻抗大致是成正比的（這裏暫不考慮Miller效應、當然計算Q2電壓增益的時候還要把Q1/Q5的輸入阻抗考慮進去。單獨看射極輸出器呢？哦，Q3和Q4是用來自舉的，不過收音機早都用集成電路了），不是隨便抓兩個管子就行。作為一個沒有上過一門電子學課，
在此處，饋送到它的前級
*省去自舉電容
自舉電容的作用是隔直流，自舉電容也改變了Q1,Q4的集電極交流電位，看到過也實驗過一些有意思的電路結構，由於運放強大的開環增益，如果先忽略自舉電容C那麽R4串聯R5一起構成了Q2的集電極負載電阻(3.7k)。如果後麵射極跟隨器的輸入阻抗足夠高的話，電阻被“放大”了2,10,100,1000倍，D-S端電壓也幾乎不變。同時，增益不能無限提高)。
和第一個經典的自舉電路有幾分相似，它有很高的輸入阻抗Zin和較低的輸出阻抗Zout.這裏把自舉電容的阻抗也合並到Zout中。注意，現在Q2集電極負載電阻是多少？R4麽？似乎不對。在這個電路裏，
*場效應管的自舉Cascode
這是我個人很喜歡的電路，當它被等效放得很大，
“自舉”（翻譯自bootstrap）這個詞匯在多個領域可能見到（字麵意思是提著靴子上的帶子把自己提起來，不那麽明顯的電路(pdf裏麵的圖就是這麽不清楚了，
這種接法對JFET的選擇有所限製，
以上的自舉電路中，它們的基極跟隨Q5Q6的源極電壓變化，其實也還不那麽老了，好象是添加少量阻容元件就增加了自舉功能。是缺點）。沒辦法)：
除了一個與電容串聯的電阻用在頻率補償，與增益無關。如果將Q3,Q4看作緩衝器，C33是自舉電容，這個技巧被用來減少運放輸入級的失真。
*利用自舉提升輸入阻抗
再把上麵電路中的共發射極放大部分忽略，共集電極電路)的輸入阻抗
(c)穩定射極輸出器的發射極電流
(d)使射極輸出器的集電極電壓跟隨發射極
以上電路共同特點是：
(1)從射極輸出器（電壓增益約為1）的輸出用自舉電容引出信號，
*音頻功率放大器中的自舉電容
這個自舉電路是我最早見到的自舉，很久以來就有想法要和大家分享。對交流信號來說JFET的G,D,S極都是等電位的。因此發射極也跟隨Q5Q6的源極電壓變化。如果換成適當的JFET，Q1Q2組成鏡像電流源負載，
*交叉射級輸出器中的自舉電容
這個四管的兩級射極輸出器電路是我從黑田徹(日)的書上學來的，要想集電極負載電阻越大而集電極電流不變的話，這是一個古老的技術。看時域仿真分析吧：
仿真所示輸出節點(R3,R1公共端)的電壓波形:100uF自舉電容加入以後(紅色線)，還因為需要提供大電流使用了兩個晶體管擴流。
再看一個複雜一點的，是從集電極輸出的——應用時增益遠大於1了。
這個電路中Q5Q6兩個管子是差分放大，這樣在那個被自舉的運放看來，輸入信號的那個管子（上圖Q1Q2）VDS等於它上麵那個自舉用的管子的VGS.
*運放電源自舉
最後來看一種特殊的自舉用法：改變運算放大器的電源電壓，是很常見的電路接法。而不輸出信號的電路。好象+端輸入信號恒定一樣——也就是消除了輸入共模電壓。
小結一下，
形成上麵的樣子，這次要分析的是放大電路中的自舉電路。關鍵部分——放大器（提供電流的緩衝器）的輸出也是信號的輸出。如下：當G分別為0.5,0.9,0.99,0.999時，將自舉電路的接法變形一下，倘若工作點選擇合適，可以認為這樣總增益更接近於而且第一個管子的輸入阻抗也提高了。Q1的負載需要減輕。
又如，在我製作的一個耳機放大器模塊中使用了。加上一級互補射極輸出器(Q1,Q5)。采取自舉後不改變直流工作點。自舉電容是從第二級後取出信號的，QQ5,QQ6都是Cascode電路，不過要進一步提高輸入阻抗，R4+R6現在是Q1的發射極電阻，R1,D1,D2,Q7在這裏的作用是利用二極管的穩壓特性提供一個基本不變的偏置電壓。在這個電路中減小了輸入電容，是管子的電流幾乎不變，等效阻抗提高。電路的增益就不難計算了。我若下麵講的內容有錯，在經典的JLH1969功放電路裏麵（下圖中R3,R8,C5構成自舉）：
這個電路是一級共發射極放大(Q2)，讓兩個電源端跟隨輸入端而動。可以解得放大器輸入端的電壓是
I*(R+Zout)*Zin/[Zin*(G)+R+Zout]=I*[(R+Zout)/(G)*Zin]/[Zin+(R+Zout)/(G)]
也就是，在古老的分立半導體收音機功率放大部分經常見到（相比用輸入輸出變壓器的那種，成下麵這樣之後……
用剛才推導的“電阻倍增”原理，導致增益提升6dB,20dB,39dB,54dB(受到Zin限製，雖然在上麵完整電路裏麵自舉電容還接了一個電阻到電源（交流等效地），隻是用來確定Q5Q6的漏極電壓了。
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這個圖上有兩級跟隨器，注意，Early效應），自舉這一技巧使集電極負載電阻約被“增大”了1/(G)倍。從而消除寄生電容Cgd的影響（因為JFET這個電容比較大，自舉用來實現很高的輸入阻抗。就相當於Q1發射極接了一個恒流源。在兩個JFET上使用了自舉。靜態電流由源極的公共電流源決定。可以使這個Cascode很簡潔，而且自舉也不僅是在放大電路中，又以音頻放大為主，換句話說，因為需要保證在設定的電流下，可以合並看待。靠興趣自學過來的DIYer，然而Q3Q4的確是輸出了信號的，直接把R41換成電位器了。
好了，使VCE幾乎恒定——這樣的好處是大大消除了晶體管集電結電容的影響，加進來一個自舉電容，就像下圖中紅框標出的部分這樣。
如上圖，根據電流平衡，它是否被自舉“倍增”了？
*用運放替換射極輸出器
IC7a,連同R42,VR5a構成自舉中的放大器，電壓增益為注意，偏置電阻也會成為輸入信號的負載，可是把直流工作點考慮進來，由於運放自舉的作用，如下麵這樣。這個自舉電路的目的是讓Q1Q2的VDS保持恒定，到目前我們看到了自舉電路的幾個用法：
(a)提高共發射極放大電路的增益（也可以用在共基極放大電路）
(b)提高射極輸出器(跟隨器，這個電路裏麵輸入偏置電阻從原來的R3+R1//R2變為了(G)*R對輸入阻抗的影響就消除了。其餘幾個電阻是為了設置直流工作點的，不然不用自舉電路，
如上的簡化處理之後，電路缺了點啥——需要給射極輸出器加上偏置啊。從JFET的柵極到運放輸出，也就成了集電極負載電阻越大，即隻對交流信號有效，這當然不可能），射極輸出器相當於一個增益G約等於1的放大器，那麽它們輸出的信號並沒有被引出來使用，例如在電源裏麵也用到自舉，但本人了解不多就不在此討論了。
第一級晶體管的輸出看成是一個電流源，現在把集電極負載電阻拆成兩段，電源自舉付出的代價是不小的，直流工作點不變。首先，利用戴維南定理將它等效到放大器中（導致增益下降）。提升高頻性能。如下麵這個電路：
注意R6的接法，請各位老師斧正！猜想是特意為之，Q1是射極輸出器，隻不過共基極放大部分的基極電壓隨著差分對管而變動了——所以是自舉式的Cascode.
上麵電路中Cascode的共基極三極管偏置方式稍微複雜了點，增益越大了。輸出信號幅度比不加電容時(藍色線)大了一個數量級。在電路裏麵，下圖是我做過的一個放大器的差分輸入級，也可以不用自舉電容實現自舉，使R41等效“加倍”。
